Powerpanel-Platine

Autor: Kevin Hustedt, Moritz Oberg

Einleitung

Dieser Artikel beschreibt die Entwicklung einer neuen Powerpanel-Platine für das autonome Auto. Das Fahrzeug besitzt drei Akkus, zwei um den PC mit Strom zu versorgen und einen dritten für die Antriebe des Fahrzeugs. Bei der Entwicklung der neuen Platine, orientiert man sich an der alten Platine. Diese bietet drei Grundfunktionen: Unterspannungsschutz, Umschaltung von Akku- auf Netzbetrieb sowie die Anzeige des Akkustands. Beim alten Schaltungsdesigne sind einige Fehler aufgefallen, die nun durch eine neue Schaltung behoben werden sollen.

Anforderungen

Im Lastenheft des Projektes autonomes Auto wird die Energieversorgung mit Akkus gefordert:

Für das Pflichtenheft wurden folgende Anforderungen erstellt:

Aufbau der aktuellen Platine

Die Funktion und der Aufbau der, aktuell im Fahrzeug verbauten Platine ist hier zu finden. Nach Sichtung der vorhandenen Dokumentation sind wir, in Absprache mit Marc Ebmeyer zu dem Entschluss gekommen, die Schaltung neu zu entwerfen und eine neue Platine zu entwickeln. Welche Teile des vorhandenen Schaltungskonzepts übernommen werden können, steht zum jetzigen Zeitpunkt noch nicht fest. Das Überprüfen der Funktionsweise der aktuellen Platine ist aktuell nicht möglich, aufgrund der Auswirkungen des COVID-19 Virus.

Entwicklung des Unterspannungsschutzes

Der Unterspannungsschutz soll die Spannungsversorgung für den PC ab einer Spannung von 14,9 V einschalten und soll beim Unterschreiten von 12,6 V den PC wieder vom Akku trennen. Dafür wurde bisher eine Komparator-Schaltung mit Hysterese genutzt, die einen MOSFET schaltet. Die Hysterese wurde hier über einem Widerstand in der Rückführung eingestellt, was allerdings ein unabhängiges Einstellen der Schaltpunkte nicht zulässt. Das erste Ziel der neuen Schaltung soll sein, dass die Schaltpunkte unabhängig voneinander eingestellt werden können. Die Entwicklung der neuen Schaltung und die Ideen, die wir während des Entstehungsprozesses hatten, werden im folgenden Beschrieben. Dabei haben wir aufgrund von Erkenntnissen die wir gesammelt haben, die Schaltung immer wieder überarbeitet, bis wir zu einem abschließenden Ergebnis gekommen sind.

1. Konzept: Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger

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  Abbildung 1: Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger

Die Schaltung aus Abbildung 1, finden sie hier
Als erste Idee haben wir eine Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger getestet. Diese Schaltung nutzt zwei Operationsverstärker als Vergleicher, die jeweils über ein Potenziometer eingestellt werden können. OPV1 ist für den einschaltpunkt und OPV2 für den abschaltpunkt zuständig. Beide Ausgänge werden mit dem Operationsverstärker OPV3 zusammengeführt.

Diese Schaltung funktioniert nur, wenn die Operationsverstärker eine positive und negative Spannung als Versorgungsspannung bekommen. Eine negative Spannung könnte man durch eine Verschiebung des Nullpunktes erreichen, dies erhöht allerdings den Schaltungsaufwand. Beim Simulieren ist uns außerdem aufgefallen, dass sich die Schaltpunkte verschieben können. Des weiteren fehlt eine feste Referenzspannung. Verwendet man einen Spannungsteiler aus Widerständen als Referenz, dann sinkt die Referenzspannung bei einer sinkenden Akkuspannung mit ab. Aufgrund der genannten Punkte, haben wir uns gegen diese Lösung entschieden.

2. Konzept: Komparator-Schaltung + FlipFlop

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  Abbildung 2: Komparator-Schaltung mit FlipFlop

Die Schaltung aus Abbildung 2, finden sie hier
Beim zweiten Konzept wurde die Idee mit den zwei Komparatoren aus dem ersten Konzept übernommen. Der OPV_1 schaltet das angeschlossene FlipFlop ein und arbeitet als nichtinvertierender Komparator. Der OPV_2 schaltet beim unterschreiten einer einstellbaren Spannung das FlipFlop wieder aus. Als Referenzspannung für die Vergleicher wird jeweils eine Zenerdioden genutzt. Die Referenzspannung muss kleiner sein als die des Schaltpunktes, da die Spannung der Referenz sonst mit der des Akkus absinkt. Mit den Spannungteilern aus R8 und R9 sowie R7 und R6 werden die Schaltpunkte eingestellt. Beispiel für die Berechnung des Spannungsteilers für den Schaltpunkt des OPV_1:

Gegeben:
Referenzspannung = 3,3V
Schaltpunkt = 14,9V
R7 = 30kΩ

Gesucht: R6

$3{,}3\,V=14{,}9\,V\cdot\frac{R_6}{R_6+30\,k\Omega }$

$3{,}3\,V\cdot 30\,k\Omega=14{,}9\,V\cdot R_6-3{,}3\,V \cdot R_6$

$R_6=\frac{3{,}3\,V\cdot30\,k\Omega}{14{,}9\,V-3{,}3\,V}$

$R_6=8{,}5\,k\Omega$

Optimierung des Stromverbrauchs der Komparatorschaltung

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  Abbildung 3: Komparator-Schaltung mit FlipFlop und Spannungsregler

Die Schaltung aus Abbildung 3, finden sie hier
Bei der genauen Betrachtung der Schaltung aus Konzept 2 fiel auf, dass auch bei einer Spannung von unter 12,6 V ein Stom von insgesamt ca 9 mA über die beiden Zener Dioden fließt. Dieser Strom belastet den Akku und könnte zu einer Tiefentladung führen. Um dieses Problem zu umgehen wurden die Dioden durch einen Spannungsregler ersetzt, welcher aus einer variablen Eingangsspannung, größer 3,3 V, eine konstante Spannung von 3,3V erzeugt. Dieser Spannungsregler kann sowohl für den Operationsverstärker OPV1 als auch für OPV2 die Referenzspannung liefern. Der Spannungsregler selbst, hat einen Stromverbrauch von nur 3,9 µA.

Durch diese Änderung, konnte der Stromverbrauch der gesamten Schaltung auf 640 µA gesenkt werden, bei 12,6V. Dies entspricht einer Einsparung von ca 1400%, im Vergleich zur vorherigen Schaltung.

Treiberschaltung für MOSFET und Abblockkondensatoren

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  Abbildung 4: Unterspannungsschutz

Die Schaltung aus Abbildung 4, finden sie hier
Die Spannungsversorgung zum PC wird mit dem MOSFET Q2 geschaltet. Das Gate des MOSFETs hat eine Kapazität und muss zum Schalten auf- bzw. entladen werden. Da die Operationsverstärker sowie das verwendete FlipFlop nur einen geringen Strom liefern, benötigt man eine Treiberschaltung damit der MOSFET in einer bestimmten Zeit zuverlässig schaltet. Dafür wird ein Bipolar-Transistor Q1 verwendet, der den Strom zum Schalten liefert.

Die Spannungsversorgung der ICs wurden mit jeweils 2 Kondensatoren ergänzt, um Spannungsspitzen, die beim Schalten entstehen können, abzublocken. Dabei wird jeweils ein 100 nF Keramikkondensator (C1 und C3) sowie ein 1 uF Tantalkondensator (C2 und C4) verwendet. Die Keramikkondensatoren sollten beim Layout möglichst nahe am IC platziert werden. Die Tantalkondensatoren können weiter entfernt platziert werden, sie sollen niedrige Frequenzen abblocken.

Der Eingang der Spannungsreferenz U2 wurde mit einem Keramikkondensator C5 ergänzt. Dies kann dem Datenblatt entnommen werden.

Unterspannungsschutz mit NOR-Gatter und Filter

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  Abbildung 5: Unterspannungsschutz mit NOR Gatter

Die Schaltung aus Abbildung 5, finden sie hier
Im weiteren verlauf des Praktikums fiel auf, dass es sich bei dem, in Abbildung 4 zu sehenden RS- FlipFlop um ein Bauteil handelt, welches nicht in der benötigten Ausführung zum Verkauf steht. Um dieses Problem zu umgehen, haben wir uns dazu entschieden es durch die Kombination von 2 NOR- Gattern zu ersetzen. Das erste NOR- Gatter U4A ist hierbei mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden, welcher für den oberen Schaltpunkt verantwortlich ist. Der Operationsverstärker U3A gibt eine positive Spannung aus, sobald die Versorgungsspannung den oberen Schaltpunkt von 14,9V überschreitet. Das zweite NOR-Gatter U4B ist mit dem Ausgang des ersten Gatters und dem Ausgang des Operationsverstärkers U3B verbunden. Dieser Operationsverstärker ist so angeschlossen, dass er erst eine positive Spannung ausgibt, wenn der untere Schaltwert von 12,6V unterschritten wurde. Die Vorgang bei den unterschiedlichen Schaltvorgängen sind in Abbildung 6 dargestellt.

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  Abbildung 6: Schaltunsablauf NOR-Gatter

Die Signale A und B verbinden hierbei die Ausgänge der beiden Operationsverstärkern U3A und U3B mit den entsprechenden NOR-Gattern. Das Signal C verbindet den Eingang des NOR-Gatters U4B mit dem Ausgang des Gatters U4A. Bei dem Signal D handelt es sich um das Signal welches den Ausgang des Gatters U4B mit dem Eingang des Gatters U4A verbindet. Zusätzlich ist dieses Signal die Ausgangssignal der Schaltung, welches mit hilfe der Treiberschaltung, die Spannungsversorgung des Rechners steuert.

Um auch bei wechselnder Last, eine konstante Eingangsspannung für die Operationsverstärker zu erhalten, wurde weitere Kondensatoren in die Schaltung eingebraucht. Die Kondensatoren C7, C8, C9 und C10 werden als Glättungskondensatoren eingesetzt und können kurzzeitig bei Spannungsabfällen, die Spannung glätten indem sie ihrer Ladung abgeben. Dies sorgt für eine höhere Stabilität der Hystereseschaltung.
Links in dem Schaltplan aus Abbildung 6 zu sehen, wurden zusätzlich die Bauteile C11, C12 und L1 hinzugefügt. Diese sind in Form eines Pi- Filters angeordnet und sollen in dieser Schaltung als Tiefpass Filter arbeiten, um so Störsignale zu filtern, bevor sie in die Schaltung gelangen.

Verifikation der Multisim-Simulation durch LT Spice
Um das Ergebnis der Simulation, welche in Multisim durchgeführt wurde zu bestätigen, wird die gesamte Schaltung zusätzlich mit LT Spice simuliert. Die dazugehörige Schaltung ist in Abbildung 6 zu finden.

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  Abbildung 7: Unterspannungsschutz in LT Spice

Die Schaltung aus Abbildung 7, finden sie hier
Das Verhalten der Schaltung entspricht dem Verhalten der Schaltungs in Multisim. Es konnte keine Fehler im Konzept gefunden werden. Ein Nachteil dieser Simulation ist, dass die hier verwendeten Logikbausteine, A1 und A2 eine maximale Ausgangsspannung von 1 Volt haben. Diese Spannung reicht nicht aus um die den Transistor Q1 der Treiberschaltung zu schalten. Um die Funktionalität der Schaltung zu testen, wurde die Spannung am Widerstand R6 gemessen. Der Spannungsverlauf am Widerstand R6 verglichen mit der sinusförmigen Eingangsspannung reichen in diesem Fall aus, um das Schaltungskonzept zu verifizieren, da die korrekte Funktionalität der Treiberschaltung bereits in Multisim und auf dem Steckbrett nachgewiesen werden konnte.

Umschaltung von Batterie- zu Netzspannung

Abbildung 8: Umschaltung (neu)

Abbildung 9: Umschaltung (alt)

Ziel der Umschaltung ist es, die Batterie als Spannungsquelle, von der Schaltung zu trennen, wenn ein Netzteil als Spannungsquelle angeschlossen wird. Die Schaltung wurde hierfür überarbeitet. Das führte zum einen zu einer Reduzierung von Bauteilen und zum anderen zu einer Verbesserung des Sperrverhaltens in Richtung der Batterie. Es wird davon ausgegangen, dass die Netzspannung höher ist als die Spannung der Batterie. Würde man die Batterie nicht vom Netz trennen, so würde sich diese aufgrund der höheren Netzspannung aufladen. Das unkontrollierte Aufladen der Batterie soll mit dieser Schaltung verhindert werden.

Die neue Schaltung besitzt zwei Schottky-Dioden, D1 und D2, die die Anschlussklemmen voneinander trennt. Dadurch kann kein Strom von der einen Klemme zur anderen fließen. Der Transistor Q2 trennt den Pluspol der Batterie von der Schaltung wenn ein Netzteil an der Klemme J5 angeschlossen wird. Das Gate des Transistors ist an den Pluspol des Netzteil angeschlossen. Diese Eingangsspannung sperrt den Transistor. Liegt keine Spannung am Gate an, dann ist dieser geöffnet und ein Strom kann von der Batterie fließen.

Die beiden Schaltung wurden mit einer Simulation miteinander verglichen. Dazu wurde an den beiden Eingangsklemmen J3 und J5 jeweils eine Gleichspannungsquelle angeschlossen. Desweiteren wurde anstatt der Verbindung zur Schaltung, ein Last-Widerstand mit 100Ω hinzugefügt, um die Vergleichbarkeit zu erhöhen. Um das Sperrverhalten bestmöglichst miteinander vergleichen zu können, wurde die Batteriespannung auf 0V und die Netzspannung auf 15V eingestellt. Es stellte sich heraus, dass die neue Schaltung nur noch einen Ladestrom von -7µA zur Batterie liefert, zuvor waren es knapp 0.5mA.

Bauteiltoleranzen und Temperaturschwankungen

Bauteiltoleranzen
Um zu garantieren, dass die neue Platine unter verschiedenen Anforderungen problemlos funktioniert, werden nun die Einflüsse durch Bauteil und Temperaturschwankungen betrachtet. Diese Untersuchung bezieht sich hauptsächlich auf den Schaltungsteil vor den Operationsverstärkern.
Um trotz der Bauteilschwankungen einen genauen Schaltpunkt einstellen zu können, befindet sich ein Potentiometer zwischen den beiden Widerständen der beiden Spannungsteiler. Die folgende Berechnung dient dazu die passenden Parameter für die Potentiometer zu wählen. Dieses sollte einen möglichst kleinen Wert haben, um genau eingestellt werden zu können, muss jedoch auch groß genug sein um alle Schwankungen ausgleiche zu können.
Betrachten wir zunächst den Spannungsteiler R6, R7 aus Abbildung 5. Dieser Spannungsteiler ist für den oberen Schaltpunkt verantwortlich und soll bei einer Eingangsspannung von 14,9V exakt 3,3V an den Operationsverstärker U3A weiterleiten. Für die Widerstände wird eine Fertigungstoleranz von 5% angenommen. Die Spannung am Operationsverstärker berechnet sich wie folgt:
Gegeben:

Widerstand R6 = 30kΩ
Widerstand R7 = 8,5kΩ
Potentiometer RP = 1kΩ
Gesamtwiderstand RG = 39,5kΩ

Gesucht:
Widerstand R unterhalb des Spannungsteilers

${{R_7}\le R\le \{{R_7}+{R_P}\}}$

${V_A}={V_E}\cdot\frac{R}{{R_G}}$

${3{,}3\,V}={14{,}9\,V}\cdot\frac{R}{{39{,}5\,k\Omega}}$

$R=\frac{3{,}3\,V\cdot39{,}5\,k\Omega}{14{,}9\,V}=8{,}6\,k\Omega$

Um den Spannungsteiler richtig einzustellen kann nun das Potentiometer verstellt werden.

$R-{R_6}=8{,}6\,k\Omega-8{,}5\,k\Omega=0{,}1\,k\Omega$

$\frac{0{,}1\,k\Omega}{{R_P}}=0{,}1$

Um bei den normalen Widerstandswerten, ohne Abweichungen den Spannungsteiler richtig einzustellen, muss das Potentiometer auf 10% des maximalen Wertes gedreht werden.
Um auf jede Schwankung der Widerstandswerte reagieren zu können, betrachten wir nun die beiden Extremfälle, dass der obere Widerstand R7 um die maximale Toleranz nach ober abweicht und R6 um den Maximalen Wert nach unten. Setzen wir diese Werte in unsere Formel ein ergibt sich folgender Wert.

${R_G}=30\,k\Omega\cdot 1{,}05 + 8{,}5\,k\Omega\cdot 0{,}95 + 1\,k\Omega = 40{,}575\,k\Omega$

$R=\frac{3{,}3\,V\cdot40{,}575\,k\Omega}{14{,}9\,V}=8{,}98\,k\Omega$

$R-{R_6}=8{,}98\,k\Omega-8{,}5\,k\Omega=0{,}48\,k\Omega$

$\frac{0{,}48\,k\Omega}{{R_P}}=0{,}48$

In diesem Extremfall kann das Potentiometer die Schwankungen ausgleichen indem es auf 48% des maximalen Ausschlags gestellt wird.
In der nächsten Rechnung wird R7 minimal und R6 maximal. Die Berechnung ergibt folgendes:

${R_G}=30\,k\Omega\cdot 0{,}95 + 8{,}5\,k\Omega\cdot 1{,}05 + 1\,k\Omega = 38{,}43\,k\Omega$

$R=\frac{3{,}3\,V\cdot38{,}43\,k\Omega}{14{,}9\,V}= 8{,}51\,k\Omega$

Hier ist nun ein Problem zu sehen. Da der Widerstand R6 in dieser Rechnung um die maximale Toleranz nach ober abweicht, entspricht sein Wert 8,89kΩ. Der Wert ist somit größer als der errechnete Wert R.
Die Schaltung kann in diesem Fall nicht auf den richtigen Schaltpunkt eingestellt werden. Der Widerstandswert des Potentiometer müsste mindestens 2,89kΩ betragen. Um die Schaltung zuverlässig einstellen zu können, wurde ein anderes Potentiometer mit 5 KOhm ausgewählt, um auf alle Schwankungen reagieren zu können. Die Berechnungen wurden erneut durchgeführt mit dem neuen Potentiometer. Es konnten keine weiteren Probleme festgestellt werden.

Die selbe Berechnung wurde für den unteren Spannungsteiler, bestehend aus R8 und R9 durchgeführt. Dieser ist für den unteren Schaltpunkt verantwortlich und soll bei einer angelegten Spannung von 12,6V eine Spannung von 3,3V an den Operationsverstärker U3B legen. Auch hier war ein Potentiometer mit 1 kΩ eingeplant, jedoch kam es zu den selben Problemen wie bei dem oberen Spannungsteiler. Nachdem der Widerstand des Potentiometers auf 5 kΩ erhöht wurde, konnte auch hier auf jede Abweichung reagiert werden.

Der Referenzspannungsbaustein "REF3333AIDBZR" besitzt gemäß Datenblatt, eine maximale Abweichung von ±0,15%. Dies Entspricht einem Maximalwert von 3,30495V und einem Minimalwert von 3,29505V. Diese Abweichungen sind so gering, das sie vernachlässigt werden können.

Temperaturabhänigkeit
Die Widerstände R6 bis R9 werden auf der Platine nah beieinander platziert, somit kann davon ausgegangen werden, dass die Temperatur in jedem Widerstand gleich ist. Da nur ein Strom ca 320µA fließt, ist die Eigenerwärmung zu vernachlässigen. Die Temperaturunterschiede entstehen nur durch eine geänderte Umgebungstemperatur.
Um die Temperaturabhänigkeit berechnet sich mithilfe der folgenden Formel.
Formel folgt...

Unterschied zwischen Simulation und realer Schaltung

Abbildung 9: Spannungsspitzen beim Einschalten der Versorgungsspanunng

Abbildung 10: Testaufbau des Unterspannungsschutzes

Beim Simulieren der Schaltung ist ein fehlerhaftes Verhalten der Schaltung aufgefallen, welches durch den realen Aufbau der Schaltung allerdings nicht bestätigt werden konnte.

Zu Beginn der Entwicklung wurde die Schaltung ausschließlich mit einer sinusförmigen Eingangsspannung simuliert, um die Schaltpunkte der Schaltung zu überprüfen. Nach dem Abschluss des Schaltungsentwurfs, wurde ein ausführlicher Test der Schaltung durchgeführt. Dazu wurde unter anderem die sinusförmige Eingangsspannung durch eine konstante Eingangsspannung ersetzt, die zusätzlich mit einem Schalter getrennt bzw. hinzugeschaltet werden konnte. Damit soll das anschließen des Akkus bzw. der Netzspannung nachgestellt werden. Dabei fiel auf, dass das Einschalten mit dem Schalter zu einer kurzen Spannungsspitze führt (Vgl. Abb. 9).

Zur Erinnerung, die Spannung zum PC soll ab einer Eingangsspannung von 14.9V eingeschaltet werden und beim Unterschreiten von 12.6V wieder ausgeschaltet werden. Die Spannungsspitze führt in der Simulation nun dazu, dass auch bei Spannungen unter 14.9V, die Versorgung zum PC eingeschaltet wird.

In Abbildung 9 kann man das Verhalten der Schaltung mit einer konstante Spannung von 14.0V beobachten, bei dem zweimal hintereinander die Spannung eingeschaltet wurde. Dabei kann man beobachten, dass die Spannung zum PC beim zweiten Schaltvorgang eingeschaltet wird und beim ersten Schaltvorgang nicht. Dieses Verhalten ist zufällig und kann nicht reproduziert werden. Der Grund für das Einschalten kann durch das Schaltverhalten des Flipflops erklärt werden. Aufgrund der Spannungsspitze wird kurzzeitig die Einschaltspannung von 14.9V überschritten, die Komparatorschaltung erzeugt daraufhin einen Impuls für den Setz-Eingang des Fliflops. Das Flipflop wird gesetzt und hält diesen Zustand, da die Spannung dauerhaft über 12.6V liegt. Eingangsspannungen von unter 12.6V sind unproblematisch, da das Flipflop sofort wieder zurückgesetzt wird.

Als Lösungsansatz wurde zunächst versucht die Spannungsspitzen herauszufiltern. Die Spannungsspitzen haben eine hohe Frequenz, die mit einem Tiefpassfilter herausfilter werden können. Dies gelang in der Simulation allerdings nicht zuverlässig genug.

Daraufhin wurde die Schaltung mit realen Bauteilen aufgebaut, da ein Fehler in der Simulation vermutet wurde (Vgl. Abb. 10). Hier traten auch Spannungsspitzen auf, die aber nicht zu einem Einschalten führten. Grund dafür ist die Länge und die Höhe des Impulses, der zum Setzen des Flipflops nicht ausreicht.

Finaler Schaltungsentwurf

Bauteile

Anzahl	Komponente	Wert
4	Trimmer THT	5 kOhm
3	Stiftleiste gerade
2	Standarddiode S1B DO-214AC	100 V, 1 A
1	Widerstand SMD 1206	100 kOhm
3	Widerstand SMD 1206	47 kOhm
1	Widerstand SMD 1206	22 kOhm
1	Widerstand SMD 1206	10 kOhm
2	Widerstand SMD 1206	4,7 kOhm
2	Widerstand SMD 1206	1,2 kOhm
1	Widerstand SMD 1206	1 kOhm
1	Widerstand SMD 1206	0,5 kOhm (0,47 kOhm)
2	Widerstand SMD 1206	0,1 kOhm
2	Keramik Kondensator	4,7 nF (radial bedr.)
1	Operationsverstärker	TL071CD
2	Schottky Diode	1N5817G
1	MOSFET N Kanal	IRF 8010
1	MOSFET P-Kanal	ZVP 2106A
1	Bipolartransistor	BC329C
2	Sockel	DIP20
2	Sockel	DIP18
1	MOSFET	IRF5305
1	Zener-Diode	BZX85C15
2	Schottky Diode	MBR1045 45 V
2	Bargraph	DC-7G3EWA
2	Bargraph Treiber	LM3914
1	Keramik Kondensator	100 nF (radial bedr.)
1	Festspannungsregler 3,3 V	LF33CV

Platinenlayout

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  Abbildung 12: Platinenlayout der Powerpanel-Platine

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