Powerpanel-Platine

Autor: Kevin Hustedt, Moritz Oberg

Einleitung

Dieser Artikel beschreibt die Entwicklung einer neuen Powerpanel-Platine für das autonome Auto. Das Fahrzeug besitzt drei Akkus, zwei um den PC mit Strom zu versorgen und einen dritten für die Antriebe des Fahrzeugs. Bei der Entwicklung der neuen Platine, orientiert man sich an der alten Platine. Diese bietet drei Grundfunktionen: Unterspannungsschutz, Umschaltung von Akku- auf Netzbetrieb sowie die Anzeige des Akkustands. Beim alten Schaltungsdesigne sind einige Fehler aufgefallen, die nun durch eine neue Schaltung behoben werden sollen.

Anforderungen

Im Lastenheft des Projektes autonomes Auto wird die Energieversorgung mit Akkus gefordert:

Für das Pflichtenheft wurden folgende Anforderungen erstellt:

Aufbau der aktuellen Platine

Die Funktion und der Aufbau der, aktuell im Fahrzeug verbauten Platine ist hier zu finden. Nach Sichtung der vorhandenen Dokumentation sind wir, in Absprache mit Marc Ebmeyer zu dem Entschluss gekommen, die Schaltung neu zu entwerfen und eine neue Platine zu entwickeln. Welche Teile des vorhandenen Schaltungskonzepts übernommen werden können, steht zum jetzigen Zeitpunkt noch nicht fest. Das Überprüfen der Funktionsweise der aktuellen Platine ist aktuell nicht möglich, auf Grund der Auswirkungen des COVID-19 Virus.

Entwicklung des Unterspannungsschutzes

Der Unterspannungsschutz soll die Spannungsversorgung für den PC ab einer Spannung von 14,9 V einschalten und soll beim Unterschreiten von 12,6 V den PC wieder vom Akku trennen. Dafür wurde bisher eine Komparator-Schaltung mit Hysterese genutzt, die einen MOSFET schaltet. Die Hysterese wurde hier über einem Widerstand in der Rückführung eingestellt, was allerdings ein unabhängiges Einstellen der Schaltpunkte nicht zulässt.

Das erste Ziel der neuen Schaltung soll sein, dass die Schaltpunkte unabhängig voneinander eingestellt werden können.

1. Konzept: Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger

Abbildung 1: Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger
Die Schaltung aus Abbildung 1, finden sie hier
Als erste Idee haben wir eine Komparator-Schaltung mit einstellbarem Trigger getestet. Diese Schaltung nutzt zwei Operationsverstärker als Vergleicher, die jeweils über ein Potenziometer eingestellt werden können. OPV1 ist für den einschaltpunkt und OPV2 für den abschaltpunkt zuständig. Beide Ausgänge werden mit dem Operationsverstärker OPV3 zusammengeführt.

Diese Schaltung funktioniert nur, wenn die Operationsverstärker eine positive und negative Spannung als Versorgungsspannung bekommen. Eine negative Spannung könnte man durch eine Verschiebung des Nullpunktes erreichen, dies erhöht allerdings den Schaltungsaufwand. Beim Simulieren ist uns außerdem aufgefallen, dass sich die Schaltpunkte verschieben können. Des weiteren fehlt eine feste Referenzspannung. Verwendet man einen Spannungsteiler aus Widerständen als Referenz, dann sinkt die Referenzspannung bei einer sinkenden Akkuspannung mit ab.

2. Konzept: Komparator-Schaltung + FlipFlop

Abbildung 2: Komparator-Schaltung mit FlipFlop
Die Schaltung aus Abbildung 2, finden sie hier
Beim zweiten Konzept wurde die Idee mit den zwei Komparatoren aus dem ersten Konzept übernommen. Der OPV_1 schaltet das angeschlossene FlipFlop ein und arbeitet als nichtinvertierender Komparator. Der OPV_2 schaltet beim unterschreiten einer einstellbaren Spannung das FlipFlop wieder aus. Als Referenzspannung für die Vergleicher wird jeweils eine Zenerdioden genutzt. Die Referenzspannung muss kleiner sein als die des Schaltpunktes, da die Spannung der Referenz sonst mit der des Akkus absinkt. Mit den Spannungteilern aus R8 und R9 sowie R7 und R6 werden die Schaltpunkte eingestellt. Beispiel für die Berechnung des Spannungsteilers für den Schaltpunkt des OPV_1:

Gegeben:
Referenzspannung = 3,3V
Schaltpunkt = 14,9V
R7 = 30kΩ

Gesucht: R6

$3{,}3\,V=14{,}9\,V\cdot\frac{R_6}{R_6+30\,k\Omega }$

$3{,}3\,V\cdot 30\,k\Omega=14{,}9\,V\cdot R_6-3{,}3\,V \cdot R_6$

$R_6=\frac{3{,}3\,V\cdot30\,k\Omega}{14{,}9\,V-3{,}3\,V}$

$R_6=8{,}5\,k\Omega$

Optimierung des Stromverbrauchs der Komparatorschaltung

Abbildung 3: Komparator-Schaltung mit FlipFlop und Spannungsregler
Die Schaltung aus Abbildung 3, finden sie hier
Bei der genauen Betrachtung der Schaltung aus Konzept 2 fiel auf, dass auch bei einer Spannung von unter 12,6 V ein Stom von insgesamt ca 9 mA über die beiden Zener Dioden fließt. Dieser Strom belastet den Akku und könnte zu einer Tiefentladung führen. Um dieses Problem zu umgehen wurden die Dioden durch einen Spannungsregler ersetzt, welcher aus einer variablen Eingangsspannung, größer 3,3 V, eine konstante Spannung von 3,3V erzeugt. Dieser Spannungsregler kann sowohl für den Operationsverstärker OPV1 als auch für OPV2 die Referenzspannung liefern. Der Spannungsregler selbst, hat einen Stromverbrauch von nur 3,9 µA.

Durch diese Änderung, konnte der Stromverbrauch der gesamten Schaltung auf 640 µA gesenkt werden, bei 12,6V. Dies entspricht einer Einsparung von ca 1400%, im Vergleich zur vorherigen Schaltung.

Treiberschaltung für MOSFET und Abblockkondensatoren

Abbildung 4: Unterspannungsschutz
Die Schaltung aus Abbildung 4, finden sie hier
Die Spannungsversorgung zum PC wird mit dem MOSFET Q2 geschaltet. Das Gate des MOSFETs hat eine Kapazität und muss zum Schalten auf- bzw. entladen werden. Da die Operationsverstärker sowie das verwendete FlipFlop nur einen geringen Strom liefern, benötigt man eine Treiberschaltung damit der MOSFET in einer bestimmten Zeit zuverlässig schaltet. Dafür wird ein Bipolar-Transistor Q1 verwendet, der den Strom zum Schalten liefert.

Die Spannungsversorgung der ICs wurden mit jeweils 2 Kondensatoren ergänzt, um Spannungsspitzen, die beim Schalten entstehen können, abzublocken. Dabei wird jeweils ein 100 nF Keramikkondensator (C1 und C3) sowie ein 1 uF Tantalkondensator (C2 und C4) verwendet. Die Keramikkondensatoren sollten beim Layout möglichst nahe am IC platziert werden. Die Tantalkondensatoren können weiter entfernt platziert werden, sie sollen niedrige Frequenzen abblocken.

Der Eingang der Spannungsreferenz U2 wurde mit einem Keramikkondensator C5 ergänzt. Dies kann dem Datenblatt entnommen werden.

Unterspannungsschutz mit NOR-Gatter und Filter

Abbildung 5: Unterspannungsschutz mit NOR Gatter
Die Schaltung aus Abbildung 5, finden sie hier
Im weiteren verlauf des Praktikums fiel auf, dass es sich bei dem, in Abbildung 4 zu sehenden RS- FlipFlop um ein Bauteil handelt, welches nicht in der benötigten Ausführung zum Verkauf steht. Um dieses Problem zu umgehen, haben wir uns dazu entschieden es durch die Kombination von 2 NOR- Gattern zu ersetzen. Das erste NOR- Gatter U4A ist hierbei mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden, welcher für den oberen Schaltpunkt verantwortlich ist. Der Operationsverstärker U3A gibt eine positive Spannung aus, sobald die Versorgungsspannung den oberen Schaltpunkt von 14,9V überschreitet. Das zweite NOR-Gatter U4B ist mit dem Ausgang des ersten Gatters und dem Ausgang des Operationsverstärkers U3B verbunden. Dieser Operationsverstärker ist so angeschlossen, dass er erst eine positive Spannung ausgibt, wenn der untere Schaltwert von 12,6V unterschritten wurde. Die Vorgang bei den unterschiedlichen Schaltvorgängen sind in Abbildung 6 dargestellt.

Abbildung 5: Schaltunsablauf NOR-Gatter
Die Signale A und B verbinden hierbei die Ausgänge der beiden Operationsverstärkern U3A und U3B mit den entsprechenden NOR-Gattern. Das Signal C verbindet den Eingang des NOR-Gatters U4B mit dem Ausgang des Gatters U4A. Bei dem Signal D handelt es sich um das Signal welches den Ausgang des Gatters U4B mit dem Eingang des Gatters U4A verbindet. Zusätzlich ist dieses Signal die Ausgangssignal der Schaltung, welches mit hilfe der Treiberschaltung, die Spannungsversorgung des Rechners steuert.

Um auch bei wechselnder Last, eine konstante Eingangsspannung für die Operationsverstärker zu erhalten, wurde weitere Kondensatoren in die Schaltung eingebraucht. Die Kondensatoren C7, C8, C9 und C10 werden als Glättungskondensatoren eingesetzt und können kurzzeitig bei Spannungsabfällen, die Spannung glätten indem sie ihrer Ladung abgeben. Dies sorgt für eine höhere Stabilität der Hystereseschaltung.
Links in dem Schaltplan aus Abbildung 5 zu sehen, wurden zusätzlich die Bauteile C11, C12 und L1 hinzugefügt. Diese sind in Form eines Pi- Filters angeordnet und sollen in dieser Schaltung als Tiefpass Filter arbeiten, um so Störsignale zu filtern, bevor sie in die Schaltung gelangen.

Verifikation der Multisim-Simulation durch LT Spice
Um das Ergebnis der Simulation, welche in Multisim durchgeführt wurde zu bestätigen, wird die gesamte Schaltung zusätzlich mit LT Spice simuliert. Die dazugehörige Schaltung ist in Abbildung 6 zu finden.
Abbildung 6: Unterspannungsschutz in LT Spice
Die Schaltung aus Abbildung 6, finden sie hier
Das Verhalten der Schaltung entspricht dem Verhalten der Schaltungs in Multisim. Es konnte keine Fehler im Konzept gefunden werden. Ein Nachteil dieser Simulation ist, dass die hier verwendeten Logikbausteine, A1 und A2 eine maximale Ausgangsspannung von 1 Volt haben. Diese Spannung reicht nicht aus um die den Transistor Q1 der Treiberschaltung zu schalten. Um die Funktionalität der Schaltung zu testen, wurde die Spannung am Widerstand R6 gemessen. Der Spannungsverlauf am Widerstand R6 verglichen mit der sinusförmigen Eingangsspannung reichen in diesem Fall aus, um das Schaltungskonzept zu verifizieren, da die korrekte Funktionalität der Treiberschaltung bereits in Multisim und auf dem Steckbrett nachgewiesen werden konnte.

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Umschaltung von Batterie- zu Netzspannung

Abbildung 7: Umschaltung (neu)

Abbildung 8: Umschaltung (alt)

Ziel der Umschaltung ist es, die Batterie als Spannungsquelle, von der Schaltung zu trennen, wenn ein Netzteil als Spannungsquelle angeschlossen wird. Die Schaltung wurde hierfür überarbeitet. Das führte zum einen zu einer Reduzierung von Bauteilen und zum anderen zu einer Verbesserung des Sperrverhaltens in Richtung der Batterie. Es wird davon ausgegangen, dass die Netzspannung höher ist als die Spannung der Batterie. Würde man die Batterie nicht vom Netz trennen, so würde sich diese aufgrund der höheren Netzspannung aufladen. Das unkontrollierte Aufladen der Batterie soll mit dieser Schaltung verhindert werden.

Die neue Schaltung besitzt zwei Schottky-Dioden, D1 und D2, die die Anschlussklemmen voneinander trennt. Dadurch kann kein Strom von der einen Klemme zur anderen fließen. Der Transistor Q2 trennt den Pluspol der Batterie von der Schaltung wenn ein Netzteil an der Klemme J5 angeschlossen wird. Das Gate des Transistors ist an den Pluspol des Netzteil angeschlossen. Diese Eingangsspannung sperrt den Transistor. Liegt keine Spannung am Gate an, dann ist dieser geöffnet und ein Strom kann von der Batterie fließen.

Die beiden Schaltung wurden mit einer Simulation miteinander verglichen. Dazu wurde an den beiden Eingangsklemmen J3 und J5 jeweils eine Gleichspannungsquelle angeschlossen. Desweiteren wurde anstatt der Verbindung zur Schaltung, ein Last-Widerstand mit 100ohm hinzugefügt, um die Vergleichbarkeit zu erhöhen. Um das Sperrverhalten bestmöglichst miteinander vergleichen zu können, wurde die Batteriespannung auf 0V und die Netzspannung auf 15V eingestellt. Es stellte sich heraus, dass die neue Schaltung nur noch einen Ladestrom von -7uA zur Batterie liefert, zuvor waren es knapp 0.5mA.

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